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排列3 www.jeimw.cn 无线电力传输输入匹配网路电路与输出匹配网络

ADS 和 Free scale 功放软件包简介 ADS 先进设计系统 Advanced Design system(ADS)是领先的电子设计自动化软件, 是由美国 Agilent 公司推出的微波电路和通信系统的仿真软件,是当今世界最流 行的射频/微波电路、通信系统设计软件,功能强大,仿真手段丰富,可实现包括 时域与频域、数字与模拟、线性与非线性、噪声等多种仿真功能。Free scale 功 放软件包是 Free scale 公司根据自己生产的 MOSFET 建立的相应的经验模型,它 充分考虑了射频功率场效应管(MOSFET)的动态效应而建立的电模型。是根据实际 测量得出的整体批量晶体管的真正有效参数,目前该模型已经可以用于 Agilent 公司的 ADS 软件进行仿真,进行相应的小信号、大信号、谐波平衡、噪声和瞬态 仿真。本文的设计正是采用 Free scale 功放软件包,在 ADS 平台上进行大信号能量仿真与设计 [19] [20] 。

功率放大器的具体设计过程 确定静态工作点 确定静态工作点主要是选择功率放大器的工作状态。在 ADS 中导入 Free scale 的 MOS 模型库,其中 Free scale 的 MOS 模型库可到网站://www.freescale. com/zh-Hans/进行下载。建立如图 4-5 所示的直流仿真图,SRC1 为 MOS 管提供偏 置电压,SRC2 提供供电电压,电路图仿真出 DS I 随 DS V 变化的曲线,当 GS V 达到增大 到一定值时,MRF1550FNT1 开启,晶体管进入线性工作区,此时测得的 GS V 即为开启 电压,在仿真图中观察到的 GS V 存在误差,在对 GS V 设置时,可提高采样个数降低误 差,但设置的采样压值过多又会影响实验参数观察,反而不利于分析,本文 GS V 采样数 为 10,电压变化范围为 2V—4V,分辨率为 0.2V。

从仿真结果我们可以清楚的看出,MRF1550FNT1 的偏置开启电压为 2.2V,由于本文 选择 AB 类功率放大电路。即导通角在 180 度到 360 度之间,偏置点设置在 2.2V 时的导 通角为 180 度,设置在 2.6V 即能满足导通角在 180 度到 360 度的条件,在此 2.6V 是本 文选择,实验中也可以选择其他幅值,保证晶体管工作在 AB 类即可。 图示 4-7 所为 date sheet [21] 的静态工作点,从图中我们可以看出直流偏置电压为 2.1V。仿真结果与其接近,处于误差允许范围内,从而验证的仿真的准确性。

稳定性分析 建立 MRF1550FNT1 的 ADS 稳定性分析原理图,如图 4-8 所示,仿真结果如图 4-9 所 示。根据 4.2.2 节分析可得 K<1,即电路不满足稳定条件。稳定措施: 常用的稳定措施有:(1)使用稳定系数大于 1 的有源器件.(2)合理的选择源和负 载阻抗实部,使电路稳定因子 K>1。(3)破坏寄生振荡的等效电路。(4)选取与有源器 件输入和输出相邻的匹配电路元件以避免振荡条件的形成 [18][30] 。 由前面讨论可得放大电路不稳定条件为: e [ ] 0 S in R Z + Z< 且 [ ] 0 m S in I Z + Z≠ 。 我们知道晶体管极间不可避免存在寄生电容,当外电路为感性时,极间电容与电路电感构成选频网路,在一定条件下,例如由于电源不稳定的影响,极易产生的自激振荡,所 以此条件下不满足稳定的必要条件。当寄生振荡产生时,其等效电路如图 4-10 所示。

本文利用第三种方法,即破环寄生等效电路。采用功放管输入级加入破环寄生等效 电路的方法,在功放管输入级加入电阻与电容的并联电路。电阻电容并联后再与外电路 串联,对外电路而言相当于高通滤波电路,其截止频率为 1 2 f πRC = ,而自激振荡频率 为 ' ' 1 2 f πLC ′ = ( ' ' L ,C 分别为晶体管外部寄生电感与晶体管内部寄生电容),在保证 ' ' 1 1 22 f f RCL C ππ = > ′= 的条件下可破坏寄生振荡。软件在仿真过程中已经帮我们分析 了此问题,并直接给出 K 值。但是在设计过程中,设计人员应在电阻电容值的选择的问 题上慎重,本文采用了 13Ω与 68pF 的并联。得到如图 4-11 所示电路图与 4-12 仿真结 果。

图中 1 R 与 2 C 为加入的破坏寄生震荡的电阻与电容,在仿真结果中测试 10MHz 下的 稳定度,可得在 10MHz 工作频率下,稳定性因子 K>1。因此解决了功放电路不稳定的问 题。功率放大器匹配设计 功率放大器分两步完成:第一步是找出最佳负载阻抗和源阻抗,第二步是根据史密 斯圆图(下节介绍)匹配出实际电路。 最佳负载阻抗和源阻抗 找出最佳负载阻抗和原阻抗有两种方法,第一种方法为用功放管的 date sheet 给 出参考负载阻抗和源阻抗进行设计,这种方法一般是器件厂家根据输出功率最大的原则 给出的负载阻抗和源阻抗的参考值。MRF1550FNT1 的 date sheet 如图 4-13 所示:

如图所示给出了 135MHz、155MHz、175MHz 三种频率下最大输出功率情况下的功放 管的最佳源阻抗与最佳负载阻抗。 in Z 与 * OL Z 分别为最佳源阻抗与最佳负载阻抗,这种 方法的优点是设计方法简单可靠,但是缺点是匹配方式单一,不能根据实际情况变化。犹如本文采用的是 10MHz 的功率频率。date sheet 中并没有给出该频率下的最佳源阻抗 和负载阻抗。第二种方法是利用负载牵引方法,在不同输出功率、不同负载数据的条件 下,找出指定频率条件下的最优值,这种方法的优点是灵活性高,但是需要计算机进行 大量仿真。本文利用第二种方法,根据计算机仿真找出最佳源阻抗与负载阻抗。具体操 作如下: 打开 Load-Pull ???,加载电路原理图,将稳定??橐布尤氲皆硗贾?,这时可将 稳定??橛牍Ψ殴芸闯梢桓鏊丝谕?,进行的负载牵引即是对这个双端口网络进行 的。如图 4-14 所示:

求最佳负载的过程中,信号源采用理想分析,没有内阻,输入功率确定,从不同输 出功率的条件下、得出不同负载数据,找出指定频率条件下的最优值。从图中我们可知, 仿真数据给出了最大效率负载点和最大功率负载点的不同条件下的归一化阻抗值。本文 实验要求找出最大功率负载点,仿真过程中改变归一化阻抗值,观察最大功率负载点的 变化,可以得出最大功率负载点下的功率与最佳负载阻抗。 通过仿真得出最佳归一化负载阻抗为 0.637 0.775 L Z = + j (负载阻抗为 50Ω) 。最 大功率为 41.34dBm。根据 ut 10 log d m 1 O P mW =( B )得出最大功率为 13.614W,本文指定设计指 标为 13W,故满足实验要求。 同理,找出最佳源阻抗,加载 Sour-Pull,得出仿真结果如图 4-16。

最佳归一化源阻抗为 4.112 2.023 S Z = j (源阻抗为 180Ω,下节将介绍 180Ω的由 来) 。最大功率为 42.22dBm。即为 16.67W,满足实验要求。到此,本文求出了最佳源 阻抗与最佳负载阻抗条件下的输出功率,在此条件下,取两个最佳阻抗并设输出功率为 13.614W(取小值)进行下面实验。 史密斯圆图简介 史密斯圆图给出传输线上某一点的输入阻抗为 in Z 和该点的电压反射系数 的关系。 为获得这一关系,将输入阻抗从阻抗平面转换成电压发射系数平面 [22][31][32] 。 图 4-17 中传输线上的任意一点的输入阻抗,由传输线特征阻抗 C Z 和电压反射系数 表示为:一般来说阻抗-导纳复合在史密斯圆图上设计任何无源网络都可经过相关参量沿等 阻抗或等导抗圆移动匹配完成。 根据史密斯圆图匹配输入输出级网络,导入 Smit-chart ???。实验图如图 4-19 所 示,得到如下的输入匹配网路电路与输出匹配网络。

 

 
     
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